文：缘一说

编辑：缘一说

引言

军工产品电磁兼容性日益受到用户的重视，其标准要求高、影响因素多、技术难度大，电源采用有源功率因数校正技术后普遍易超标。

对10kHz~10MHz电源线传导干扰发射，从传播路径考虑，加装电源电磁干扰（EMI）滤波器，切断传导干扰路径，是效费比较高的抑制手段。

为研究基于EMI滤波器的电源传导干扰抑制技术，提出传导干扰共差模分离的滤波器优化设计方法，精准地分离共模干扰和差模干扰。

同时充分考虑实际产品干扰源的阻抗特性，有针对性地设计滤波器的拓扑结构和各个元件的参数，保证设计的滤波网络遵循阻抗最大不匹配原则，满足共模、差模干扰抑制要求。

电源EMI滤波器设计方法

电源EMI滤波器为低通滤波网络，它由电感、电容及电阻等无源器件组合而成，电磁干扰分为差模干扰和共模干扰两种类型，电源EMI滤波器应同时衰减两种干扰信号，这就确定了电源EMI滤波器的基本电路拓扑结构。

EMI滤波器的性能由插入损耗（IL）来表征，根据双口网络理论，插入损耗可以表示为：

式子1

其中T11、T21分别是输出开路的反向转移电压比、反向转移电导，T12、T22分别是输出短路的反向转移电阻、反向转移电流比，RS是干扰源阻抗，RL是负载阻抗。

从式（1）可以看出，滤波器的插入损耗不仅与滤波器网络本身（T参数）有关，同时还与干扰源阻抗及负载阻抗有关。

当电源EMI滤波器两端阻抗均处于失配状态时，干扰信号会在滤波器输入、输出端口产生反射，实现EMI干扰信号的最大抑制。

在EMI滤波器设计和实际应用中，必须根据滤波器两端将要连接的源阻抗和负载阻抗，遵循阻抗最大不匹配原则，按图6负载阻抗、源阻抗的组合，选择EMI滤波器的网络结构和参数，才能得到满意的抑制效果。

图6：EMI 滤波器网络结构选取

设计EMI滤波器的基本流程可以概括为：根据需实现的插入损耗目标以及干扰源阻抗和负载阻抗的特征。

选择合适的拓扑，确定共差模电感和电容的值，并进行滤波元件的设计选型，基本流程主要包括下面几个步骤。

共差模分离

使用线路阻抗稳定网络（LISN）和EMI干扰分离网络测试被测电源（EUT）所产生的共模干扰频谱和差模干扰频谱。

由于电源共模与差模传导干扰的抑制电路不同，所以若要进行定量设计，首先必须将两种干扰分离，常见的分离共模电压VCM和差模电压VDM的方式是使用△型LISN或者共差模分离器，如图8所示。

图8：共差模分离器分离共差模电压

若要分离共模电流ICM和差模电流IDM，可以根据共模电流方向相同、差模电流方向相反的特点，使用电流探头同向或反向绕线的方法，得到2ICM和2IDM，如图9所示。

若缺少相关的分离工具，则只能根据频率大致区分共模、差模干扰：0.15~0.5MHz，差模干扰为主；0.5~5MHz，差模、共模干扰共存；5~30MHz，共模干扰为主。

图9：电流探头分离共差模电流

确定截止频率根据测得的干扰频谱和GJB151B-2013中规定的极限值计算出不同频率点差模与共模干扰分别需要的衰减大小，确定共模、差模截止频率。

利用干扰分离网络得到共模干扰频谱与差模干扰频谱后，根据规定的EMI干扰极限值，两者相减，得到EMI滤波器需要的共模、差模衰减频谱。

单个元器件（电感L、电容C）的衰减按20dB/dec计算，所以典型差模增强型EMI滤波网络的共模衰减量为40dB/dec。

差模衰减量为60dB/dec，图11（a）、图11（b）中实线分别为滤波器需要的共模、差模衰减量，虚线分别为高于截止频率时40dB/dec、60dB/dec的衰减量。

假设滤波器为理想低通滤波器（截止频率以下时衰减量为0，截止频率以上时衰减量为40dB/dec或60dB/dec）。

则斜率分别为40dB/dec和60dB/dec的两条斜线与频率轴的交点即为共模截止频率fR,CM和差模截止频率fR,DM。

确定拓扑结构及L、C值CE102测试系统中的线性阻抗稳定网络为滤波器提供稳定的纯阻性阻抗，即差模负载阻抗为100Ω，共模负载阻抗为25Ω。

而干扰源阻抗的幅值和相位都随频率而变化，因此需要通过测试和计算相结合的方式获得干扰源阻抗信息，电压插入损耗法是最简单的测试干扰源阻抗的方法。

根据获得的干扰源阻抗信息及阻抗最大不匹配原则确定滤波器的拓扑结构，滤波器的拓扑结构及共模、差模截止频率确定之后，根据式（2）、式（3）计算所需的滤波元器件（L、C）参数值。

式2、3

由于共模电容CCM接在相线和大地之间，容值过大会导致漏电流过大，安全性降低，对地漏电流I计算公式为：其中f为电网频率，UC为电容CCM上的压降。

根据安规确定漏电流，以此确定共模电容CCM的大小（一般小于10nF，典型值为1~4.7nF），然后根据共模截止频率fR,CM计算共模电感LCM的大小（一般1毫亨至数十毫亨，典型值为10~33mH）。

差模电感LDM与差模电容CDM的选取没有唯一解，允许设计中有一定的自由度，首先要保证差模电感LDM（mH量级，一般1~10mH）与差模电容CDM（μF量级，一般0.1~1μF）组成的滤波网络截止频率小于所需的fR,DM。

其次差模电感的选择必须要谨慎，不能太大，太大会在低频时“放大”干扰信号；也不能太小，太小会使滤波器高频衰减不够，如何处理这一对矛盾是设计好滤波器差模部分的关键。

制作调试电源EMI滤波器的主要参数包括插入损耗、额定电压、额定电流、泄漏电流、工作频率等，滤波器的设计过程主要是确定滤波器网络结构以及L、C的取值范围，也就是决定滤波器在特定源阻抗以及负载阻抗下的插入损耗。

而滤波器的额定电压、额定电流、泄漏电流、工作频率等，主要由滤波器制作过程中选用元器件（L、C）的型号决定，只有选用了与滤波器实际应用环境相匹配的元器件，才能保证制作的滤波器满足高电压、大电流、宽频带的使用要求。

电容主要决定滤波器的额定电压、泄漏电流以及工作频率，工作频率是选择电容器的最重要依据，各种电容器的可用频率范围，高端受自谐振频率和高频电介质损耗的限制，低端由实际最大可用电容值决定。

由于差模电容直接跨接在电源线上，因此额定电压应当与电网电压相当，一般选用聚丙烯（CBB）电容；由于共模电容接在相线和大地之间，所以对共模电容除了有耐压的要求之外，还有最大漏电流的限制，一般选用陶瓷电容。

此外，共模电容的引脚必须非常短，直接接到需要接电容的地方，电感主要决定滤波器的额定电流以及工作频率。

电感的选用需非常谨慎，否则可能导致滤波器额定电流偏小以及工作频率偏低的问题，大大影响滤波器的实际使用效果。

共模电感磁芯用于制作共模扼流圈，由于磁芯上绕制的线圈匝数相同、方向相同，而工频电流在火线、零线之间方向相反。

其磁力线相互抵消，所以不会出现磁芯饱和的情况，故共模磁芯的选择不用考虑额定电流的影响，可以选用初始磁导率较高的铁氧体磁芯材料。

差模电感在设计中是用来通过工频或直流电流的，为了避免磁路饱和，需要所谓的“软磁芯”，这种磁芯在磁介质材料中填充气隙。

使磁化（BH）曲线变得较为倾斜，使磁芯更难达到饱和，一般采用磁粉芯材料环形磁芯，此种磁芯材料是由软磁材料粉末与绝缘剂组成的一种可以在很宽的频率范围内使用的磁芯。

由于在磁芯内部有均匀分布的气隙，磁芯的饱和磁场很高，在一个很宽的频率范围内磁导率保持恒定，非常适合在大电流条件下使用。

但其缺点是初始磁导率较低，要想获得较大的差模抑制效果，需要较大尺寸的磁芯以及绕制较多的匝数，不利于滤波器尺寸和重量的减小。

根据设计值及滤波器的工作频段、额定电压、额定电流、漏电流、工作环境和可靠性、物理体积及重量等选择合适的器件材料，搭建滤波器测试验证滤波效果。

如果测得的插入损耗大于设计要求，可适当减小电感、电容等器件参数，防止过设计；反之，则应适当增大器件参数以保证滤波器满足使用要求。

按照规定的电源线传导发射测试方法，将ESIB31接收机连接到LISN信号输出端口的20dB衰减器上，对VPX电源加装滤波器前后产生的传导干扰进行测试。

测试配置如图22所示，VPX电源模块输入接AC220V电源，输出DC12V60A、DC48V6A接电子负载，功率约1kW，未加装EMI滤波器时，VPX电源模块的CE102传导发射如图22所示，10kHz~2MHz范围内超标明显，最大超标34.7dB。

图 22：VPX 电源模块 CE102 测试配置

使用TEMPESTTP-CDMSP-C01共差模分离器进行共差模分离，分离得到的共模、差模电压分量如图23所示。

图23：未装 EMI 滤波器，VPX 电源模块火线的 CE102 传导发 射测试结果

图24（a）共模分量超标频点集中在200kHz以后，其中超标较大的频点为：200kHz超标15.6dB，245kHz超标18.3dB，400kHz超标18.2dB。

图24（b）差模分量在10~30kHz及100kHz以后均有超标，其中超标较大的频点为：100kHz超标32.9dB,200kHz超标25.5dB，300kHz超标22.4dB，400kHz超标23.7dB。

图24： 共差模分离器分离得到的共模、差模电压分量

对于图24（a）共模电压分量，为使整改后结果有一定余量（低于极限值4dB），则滤波器在200kHz应有20dB左右的插入损耗，在245kHz应有22dB左右的插入损耗。

考虑使用二阶共模滤波电路（截止频率后按40dB/dec衰减），则200kHz对应的共模截止频率为63.09kHz，245kHz对应的共模截止频率为56.23kHz,取较小者fR,CM=56.23kHz。

对于图24（b）差模电压分量，由于在10~15kHz最大超标7.5dB左右，在100kHz超标32.9dB，两者频率相差10倍，所以对于二阶差模滤波电路（截止频率后按40dB/dec衰减），滤波器只要在10kHz满足插入损耗要求即可。

为使整改后结果满足一定余量（低于极限值4dB），则滤波器在10kHz应有11.5dB左右插入损耗，对应的差模截止频率fR,DM=5.16kHz。

截止频率确定后，根据干扰源及负载的阻抗特性，选择合适的拓扑网络结构。对于VPX开关电源，决定干扰源共模阻抗ZCM大小的是变压器与PWM控制器间的晶体管到散热器的寄生电容，一般不超过500pF。

因此共模干扰源是一个高阻抗源，而共模负载25Ω是低阻抗负载；决定干扰源差模阻抗ZDM大小的是电源输入电容CF，这是一个大容量的电容，故差模干扰源是一个低阻抗源，而差模负载100Ω是高阻抗的负载。

为了遵循阻抗不匹配原则，共模及差模滤波网络拓扑结构如图26所示。需要注意的是，由于共模回路为火线、零线分别与地构成的回路，相当于火线、零线并联。

图26：共模、差模滤波网络拓扑结构

所以共模等效电路中共模电容为2CCM，差模回路为火线、零线串联构成的回路，所以差模等效电路中差模电感为2LDM。

截止频率及滤波器拓扑结构确定后，接下来确定电感L、电容C的组合，对于共模网络，由于VPX电源模块没有漏电流要求。

所以共模电容可以适当增大，取2CCM=9.4nF，由于fR,CM=56.23kHz，由式（2）计算得LCM=0.86mH，取1mH。

对于差模网络，fR,DM=5.16kHz，取2LDM=300μH，CDM=4μF，此时fR,DM=4.6kHz。将图8的共模和差模网络组合起来，得到的滤波网络如图9所示。

图27：设计的单相交流滤波网络

考虑到共模扼流圈可能存在漏感，所以将差模电容拆成2个2μF电容并联，其中一个放在共模扼流圈左侧（LISN侧），保证与100Ω差模负载阻抗失配。

接入设计的滤波网络后，VPX电源模块的CE102传导发射如图28所示，对比图24、图28加装滤波器前后的结果。

设计的滤波器对电源线传导发射在测试范围内的主要超标频点产生了50dB以上的衰减量，整改后VPX电源模块满足GJB151B-2013对220V/50Hz供电设备的考核要求。

图28：加装 EMI 滤波器后，VPX 电源模块火线的 CE102 传导 发射测试结果

结语

EMI滤波器是抑制电源传导干扰的主要手段，提出的基于传导干扰共差模分离的滤波器优化设计方法，对解决CE102超标问题有较好的指导意义。

主要优势包括：通过精准地分离共模干扰和差模干扰，有针对性地设计滤波器的拓扑结构和各个元件的参数，可以很大程度上避免以往凭经验设计滤波器、靠反复试错解决传导干扰问题的弊端。

充分考虑实际产品干扰源的阻抗特性，保证设计的滤波网络遵循阻抗最大不匹配原则，避免货架滤波器在部分产品上干扰抑制效果下降的问题。

应用此方法设计EMI滤波器参数，同时若能进一步考虑滤波器件高频特性及寄生参数，则可以拓宽EMI滤波器的工作频段，为改善电源电缆的10kHz~18GHz电场辐射发射（RE102）低频超标问题提供有力支撑。

参考文献

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