目前，AC/DC变换器主要用于计算机适配器、服务器和电信系统的各领域，这就要求AC/DC变换器在整个负载工作范围内以及通用电源输入电压范围内具有高效率、高密度、高可靠性、尺寸小以及低系统成本等特点[1]。这使得AC/DC变换器设计面临着更高挑战。而市面上大多数AC/DC电源使用的是基于模拟芯片的标准设计，采用双路PFC控制器、PWM控制器和DC/DC控制器组合的设计。但是，也有使用单路模拟控制或者PFC和DC/DC控制器两者组合的设计，其优点是可以减少元器件数量和系统成本。

随着新技术的发展，新的数字化方法可以实现使用微控制器来控制PFC和DC-DC变换器[2]。本文基于新的数字控制方法，介绍了一种功率200 W的开关电源设计，该开关电源采用STM32F334微控制器进行。电源系统由 STM32F051K8控制的输入无桥功率因数校正器和由STM32F334微控制器控制的半桥LLC谐振变换器两部分组成。

1 整体方案设计

数字开关电源的整体设计方案如图1所示。从左到右，分别是输入端、EMI滤波器、无桥PFC、半桥LCC、输出端和控制电路。在标准AC-DC转换器设计中，EMI滤波器都是连接到二极管桥式整流器的输入端，然后二极管桥式整流器输出端连接到PFC级的输入端。然而，本文200 W AC-DC采用的是无桥PFC拓扑，这种拓扑是通过去掉二极管桥式整流器，从而使系统具有更低的传导损耗和更高效率的优点。该拓扑还具有相对于标准PFC能减少组件数量的优点。

该方案使用用于总线电压调节的外部电压回路和用于根据正弦波形成电流的内部控制回路来控制输入级。采用外环来调节电流基准，以便使总线电压保持稳定。输出端隔离和功率级采用半桥LLC拓扑结构实现，该拓扑结构控制方式是采用恒定占空比和可变频率控制。半桥LLC使用高频变压器执行电压降压，同时设置了变压器初级到次级的匝数比，以在整个工作范围内保持良好的效率和调节。变压器初级侧提供有源开关产生的方波电压。在次级侧，该电压波形被二极管整流，然后由输出滤波器过滤输出直流。在初级侧，由于半桥开关管实现了零电压开关（ZVS），导致开关损耗降低。

该系统由STM32产品系列的两个微控制器控制。在初级侧，STM32F051通过采样PFC两个MOSFET的电流，母线输入交流电压和PFC输出总线电压来控制无桥PFC。通过STM32F051产生两个控制信号PWM1和PWM2，以驱动无桥PFC的两个开关管关断状态。在功率级由一个STM32F334C8微控制器对LLC拓扑的输出电压进行采样，调整LLC半桥控制信号的频率，以确保在整个负载范围内电源能稳定工作。此外，两个微控制器通过双向串行通信方式交换有关输入和输出功率级状态的信息。功率级和控制级均采用离线反激电路，反激电路为微控制器、栅极驱动IC和信号调理电路提供合适的稳压电压。

该数字电源在通用交流输入电压90 V～265 V下，产生48 V稳压输出。该装置的连续额定功率为200 W，中间高压直流母线通过PFC调节为396 V。LLC电路通过高频变压器将高直流电压转换为低直流电压，从而实现隔离。

2 系统硬件设计

2.1 无桥PFC工作原理

无桥PFC是一种高效拓扑结构，其特点是没有二极管桥式整流器，并且在任何工作间隔期间仅在电流导通路径中两个半导体才导通[3]。无桥PFC升压转换器的基本方案如图2所示。升压电感直接连接到输入交流电源侧，另一端连接到功率MOSFET的漏极和快速开关二极管的阳极。两个二极管的阴极连接到输出滤波电容，然后并联连接到负载电阻。但是，由于交流侧与电感直接相连，对于高频信号而言，电感相当于开路，这将导致变换器的输出电压与输入电压不共地，输出电压将会处在悬浮状态，电磁干扰严重，因此，该电路的实用性并不高。

而二极管式无桥PFC变换器是无桥PFC改进型拓扑结构，其特征在于增加了两个二极管D3和D4，如图3所示。这些二极管的目的是保持负相连接到PFC接地，从而解决了无桥PFC拓扑的EMI滤波问题。本文设计采用的是二极管式无桥PFC结构，以下分析二极管式无桥PFC变换器设计内容。

为了简化分析，假设所有器件都工作在理想条件下，不计电路中寄生参数的影响，PFC工作在DCM模式下，在一个开关周期过程中认为输入交流电压保持不变。

在一个工频周期内，根据开关管的开通关断状态，双二极管式无桥PFC变换器可以分为四个工作模态[4]，如图3所示。

模态1：在交流电压的正半周期，MOSFET S1开通，S2关断。电流从输入端出发，流经电感L1及开关管S1，之后一部分电流经MOSFET S1的体二极管及L2返回输入端，另一部分电流经二极管D4返回输入端。

模态2：在交流电压的正半周期，MOSFET S1关断，S2关断。电流从输入端出发，流经电感L1、二极管D1、负载及电容，之后一部分电流经MOSFET S2的体二极管及L2返回输入端，另一部分电流经二极管D4返回输入端。

模态3：在交流电压的负半周期，MOSFET S1关断，S2开通。电流从输入端出发，流经电感L2及MOSFET S2，之后一部分电流经MOSFET S1的体二极管及L1返回输入端，另一部分电流经二极管D3返回输入端。

模态4：在交流电压的负半周期，MOSFET S1关断，S2关断。电流从输入端出发，流经电感L2、二极管D2、负载及电容，之后一部分电流经MOSFET S1的体二极管及L1返回输入端，另一部分电流经二极管D3返回输入端。

通过以上分析可以看出，在电路的工作过程中，电流的导通路径上只有两个半导体器件参与工作，因此其通态损耗较小、效率较高，且由于二极管D3和D4使输出端与输入端建立了联系，使得电路的共模干扰较小。但是，在前面的分析中，都是假设在正半周期和负半周期期间，两个MOSFET中只有一个在动作而另一个保持恒定。除了上面提到的一个假设之外，实际上还有两个额外的控制方式[5]。

第一种控制方式是，在正半周期期间，输入电压S2接通和断开，而S1保持接通。在电压的负半周期期间，S1接通和断开，而S2保持接通。该控制策略允许返回电流流过MOSFET的沟道而不是流过体二极管，因此可以提高效率。

第二种控制方式是，两个MOSFET同步控制，相同的PWM信号施加到两个MOSFET栅极。同样，在返回阶段电流流过MOSFET时，其好处是功耗更低。此外，两个MOSFET只能使用一个驱动器驱动。

综上分析，本文采用的是具有同步控制的双二极管式无桥PFC。

2.2 二极管式无桥PFC设计

本文二极管式无桥PFC设计在DCM模式下的主要规格如表1所示。

变换器的参数应该根据电路工作于最低输入电压时的情况下进行设计，当输入电压最低时输入电流最大。

2.2.1 输入电流的最大有效值

考虑到最小输入电压和所需的最低转换效率，可以计算出输入电流的最大有效值为：

2.2.2 升压电感值

选择两个升压电感值，使其在输入电压变化范围和负载变化范围内，升压电感处于DCM模式下。选择公式如下：

2.2.3 功率MOSFET选择

功率半导体的选择是满足应用效率要求的基础。在升压PFC中，当开关导通时，电流等于电感电流。式(4)中计算的峰值电流也是开关的峰值电流。当开关关闭时，漏极-源极电压是输出电压。因此，选择MOSFET的额定电压要大于输出电压，额定电流要大于最大电感电流。由于在DCM中工作的升压PFC主要受传导损耗的影响，因此使用具有低漏极-源极电阻的功率MOSFET非常重要，以确保高效率。器件值的输出电压根据式(5)选择：

为满足设计要求，选择IPA60R180P7S N沟道功率MOSFET用作M1和M2。该器件的最小击穿电压为650 V，25 ℃时最大导通电阻为180 mΩ。总栅极电荷为25 nC。

2.2.4 整流二极管选择

整流二极管电流计算为：

两个BYV29X-600二极管，其特点是峰值电压为600 V，平均正向电流为9 A，用作整流二极管。在T=150 ℃时，8 A的正向压降约为0.9 V。

2.2.5 输出电容选择

选择输出电容值，将输出电压纹波限制为标称输出电压的1％。可根据式(7)来定义输出电容值：

其中ω是电源角频率，ΔV0是输出电压纹波。4个450 V的100 μF电解电容已并联连接在PFC输出上。

2.2.6 电流检测

流过每个电源开关的电流通过CT检测。它们位于电感和MOSFET之间。由于这种放置，控制算法只能使用电感电流的上升部分。始终在栅极控制PWM的中点对电流信号进行采样。然后，可以对电流样本进行数字校正，以便计算平均电感器电流。实际上，与CCM情况相反，当PFC处于DCM中时，在MOSFET三角形电流波形的中点处感测到的电流不再等于电感器平均电流。

CT必须承受式(4)中计算的峰值电流。所选的电流检测变压器是Murata的53040C。其特征在于磁化匝数比为40。

2.3 PFC控制策略

本文PFC控制策略采用的是在非连续导电模式下的PFC数字平均电流法[6-7]。图4给出了数字平均电流法APFC的原理图，其工作原理是PFC主电路的输出电压经采样电路采样传递到微控制器进行AD转换之后，与参考基准电压Vref相比较，然后经过电压控制环的处理，得到电压环控制信号Ve，Ve与主电路整流输入电压Vim的采样值相乘。乘法器的输出作为电流控制环节的基准信号Iref，通过调节电流基准信号的平均幅值，使得输出电压保持恒定。PFC电路MOS反馈电流经过电流采样电路传递到微控制器进行AD转换之后，与基准信号比较后输入电流控制环节，得到的输出是占空比电压信号Ve，Ve通过微控制器定时器产生PWM驱动信号来控制开关管的通断。因为控制信号是占空比周期性变化的信号，所以得到的输入电流波形上跟随输入电压整流后的信号波形，当开关频率比输入电压频率高得多时，输入电流具有与输入电压基本相同的波形形状。从输入端看起来，整个负载好像呈纯阻性，功率因数接近于1。

3 半桥LLC谐振变换器设计

3.1 LLC转换器概述

DC-DC变换器的目的是将无桥PFC输出电压降至48 V，而DC/DC变换器拓扑结构采用的是LLC半桥拓扑。如图5所示，LLC转换器的功率级由输入和输出电容器C2和C3，MOSFET M3、M4，变压器T1和谐振电容器Cr组成。图5中描绘的谐振电感器Lr和磁化电感器Lm分别为独立的高频变压器。输出整流级采用两个整流二极管，实现零点电流导通。LLC拓扑的主要优点是[8]：

(1)在初级侧开关管导通时，实现零电压导通。

(2)在次级侧开关管关断时，实现零电流导通。

(3)非常好的负载调节。

主要缺点是对输入电压变化具有高灵敏度，这需要一些设计权衡以在宽输入电压范围内优化电路。表2中报告了用于该设计的规范。

3.2 LLC谐振变换器设计

设计步骤如下[9-10]：

LLC转换器谐振回路的电压增益可以表示为式(8)。

(1)变压器匝数比：

假设在标准输入电压下的所需的电压增益为一，则计算得出：

(3)计算等效负载电阻：

由于在396 V DC(选定输出PFC电压)的输入电压下完成效率优化过程，所选值与计算不同，经过反复迭代。得谐振回路的值是：Cr=15 nF，Lr=117 μH，Lm=600 μH。

变压器设计用于两个独立的电感Lr和磁化电感Lm。谐振电容通过一个15 nF，1 kV聚丙烯电容器的串联在谐振腔。利用上面计算的值，得到的谐振回路增益如图6所示。

满载和396 V DC输入电压下的工作频率为120 kHz。满载和最小输入电压下的最小工作频率为94 kHz。无负载和最大输入电压时的最大工作频率为164 kHz。

3.3 半桥MOSFET选择

LLC转换器初级侧使用的功率MOSFET在100 ℃的外壳温度下具有600 V的击穿电压和6.9 A的漏极电流。根据这个提前，该半桥MOSFET型号为IPA60R450PE6。其特点是根据超级结(SJ)原理设计。这确保了极低的导通电阻和最佳的开关性能，使其成为这种应用的理想选择。

3.4 LLC控制策略

LLC谐振电路通过STM32系列的32位微控制器产生MOSFET信号，以确保精准的输出电压调节。控制方案如图7所示。

LLC控制采用的是基于PI调节器的简单电压控制回路，LLC转换器输出电压通过电压采样电路采样传递到微控制器进行AD转换之后，与参考电压Vref相比较，然后经过电压控制环的处理，得到电压环控制信号Ve，Ve通过微控制器定时器产生两路PWM驱动信号来控制LLC谐振电路两个开关管的通断。

STM32F334微控制器具有高分辨率定时器(HRTIM)外设，可产生驱动信号模式，以控制初级LLC半桥MOSFET。HRTIM专门用于数字电源转换系统。它采用模块化架构，可以产生多达十个数字信号，具有独立或耦合波形。

同时，HRTIM具有定时测量功能以及与内置ADC和DAC转换器的链接。它具有轻载管理模式，能够处理各种故障方案，以实现安全关机。

4 系统软件设计

本软件设计采用PID控制法，即通过采样输出电压与期望输出电压比较产生误差信号，将误差输入PID算法计算出所需占空比，通过改变占空比来达到稳压输出的目的。

系统的程序主要分为两个部分：主程序和子程序。主程序主要包括 Main函数、ADC中断、PID控制子程序。主程序完成ADC、PWM、HRTIM、PID等模块的初始化，等待ADC中断到来，检测到中断信号就执行相应流程。程序流程图如图8所示。

5 测试总结

使用数字示波器、台式万用表、电流钳、数字功率计等电子设备对其电子特性进行测量,选用一台200 W的工业路灯作为电源负载。在电流恒定在4.2 A，电压30 V～48 V条件下，输出电压的效率曲线如图9所示。

可以看出该电源在负载电流恒定情况下，输出电压越高所得到的效率越高，但效率的斜率上升缓慢，达到某一点趋于稳定。输出电压48 V时，效率可达到93%。体现出采用所设计的LLC谐振变换器具有工作频率范围窄，全输入范围内效率高等优点。

6 结论

通过系统测试，数字电源输入电压为220 V，而输出电压范围为30 V～48 V，最终可以实现输出电流稳定以及输出电压可调等功能，功率达200 W。并且数字电源具备输入欠保护、如压、过压保护、输出过压、过流保护等保护功能，符合设计要求。

参考文献

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作者信息:

饶 刚，王 威

(武汉科技大学 机械自动化学院，湖北 武汉430081)