关于PWM话题，很多电源工程师工作中会遇到不同的问题。其实找到问题的根源，才能对症下药。下面给大家分享几篇不错的文章，供大家学习~

这种基于PWM反馈的电源控制策略，你了解吗？（作者：工程师看海）

电源设计中，环路反馈是非常有意思也是比较难的一个设计要点。我们在应用中，如果需要动态调整电源输出，应该怎么办呢？增加通信接口虽然方便，但是会增加成本，工程师看海今天介绍一种省成本的方案：基于PWM反馈的电源控制策略，一起来看看吧。

馈点在IC内部

在我们日常应用过程中，电源反馈点（后文简称馈点）的位置，有两种方案，一种是电源输出不变，馈点集成在IC内部，对于这类普通电源而言，它的输出通常是不可更改的；对于高级一些的电源，虽然馈点也在IC内部，但是可以通过软件配置选择不同的输出档位，产生不同的输出电压。

馈点在IC外部

另一种方案是输出可调，具体是通过外接匹配电阻来控制其输出电压，这个优点是可以根据我们的需求，设置匹配电阻，进而控制其输出电压，比如下图，输出电压和电阻的关系可以通过下面公式得到。

但是，有一些特殊的应用场景，我们需要根据负载需求实时控制电源的输出电压，那么上面两种馈点的设计，就不能直接满足我们的需求了（一种是馈点在IC内部，输出不可调；一种是输出通过外接电阻设置，电阻固定后输出也固定，不能调节）。

在手机设计领域，一个经典的应用场景是无线充电，当发射端TX和接收端RX距离稍微变远时，我们需要增加TX输出功率，通过增加TX的电压来增加功率的话，我们可以怎么做呢？

有人说，选择带通信接口的电源，比如I2C接口，负载和电源通讯，负载需要高压时，就让电源增加输出电压，这个方案可行，但是意味着用功能更丰富的电源，这就要增加成本，都是钱啊，在几万、十几万的出货量面前，一毛钱也是钱！

基于PWM反馈的电源控制策略

那么介绍下今天的主角，基于PWM反馈的电源控制策略，不需要额外增加通信接口，就可以实现根据负载要求动态调整输出电压，既满足功能需求，又降低成本。

这个实现方案是在外接馈点的基础上实现的，其原理架构如下图。

负载通过一个IO引脚和电源馈点连接，这个IO引脚通过PWM来动态调整馈点电压，控制电源输出负载需要的电压……

PWM控制模式之电压型控制（作者：Palace eleven）

开关电源的控制方式有很多，耳熟能详的有电压模式、峰值电流模式、谷点电流模式、COT模式等等，但最经典也是最传统的一种还要数电压模式控制（VMC），虽然在现代开关变换器中逐渐被电流、COT等模式取代，但它的原理简单，频率固定，很容易采用数学工具建模分析，因此必须首先介绍：

图1.电压模式控制电路

如图1所示，是典型的电压型控制模式的BUCK电路原理图，如果仅关注控制部分，则它由误差放大器、补偿网络、比较器等部分构成。控制环路仅有一个电压反馈环，误差放大器的同相端连接参考电压VREF，反向端连接feedback电压，输出端COMP电压为Ve。电压放大器的输出连接到PWM比较器的同相端，反向端输入信号为斜坡发生器输出的连续锯齿波，它由固定频率时钟信号产生。

图2. 稳态下控制电路波形图

图2所示为稳态条件下电压型控制模式的关键节点波形图，Ve是误差放大器输出信号，VR是斜坡发生器输出的连续锯齿波信号。它的工作过程有两个阶段：

1.时钟振荡器输出脉冲信号为高电平，高端的开关管导通，开始一个开关周期，电感所加的电压为正，电感激磁，电流线性上升。由于锯齿波的电压低于Ve的电压，PWM比较器持续输出高电压。

2.当锯齿波的电压增加到高于Ve的电压时，PWM比较器输出翻转，高端的开关管关断，低端的同步MOSFET或续流二极管导通，电感所加的电压为负，电感去磁，电流线性下降。直到下一个开关周期开始的时钟同步信号到来，如此反复。

其瞬态调解原理如下：

1.当输出负载增大时，输出电压降低，Ve增大（负反馈），锯齿波的电压只有增加到更高的值才能够和Ve相等，从而使PWM比较器翻转，因此，开关管导通的时间增长，占空比增加，输入功率增加，因此输出电压增加，当输出电压增加到调节的范围内时，系统保持平衡。

2.当输出负载降低时，输出电压升高，Ve降低，锯齿波的电压在较低的值就可以等于Ve值，从而使PWM比较器翻转，因此，开关管导通的时间缩短，占空比降低，输入功率降低，因此输出电压降低，当输出电压降低到调节的范围内时，系统保持平衡。

电压误差放大器的作用是检测缓慢变化的输出直流电压信号的微小变化，输入到FB管脚。FB管脚的电压V-与参考电压VREF的差值被电压误差放大器放大输出，输出Ve为具有一定幅值的比较干净的直流低频反馈控制信号，开关电源输出附带的较宽频带的高频开关噪声信号被滤除，从而保证输出稳态时的稳压精度。

高频开关噪声的频率较高，幅值较大，如果高频开关噪声衰减不够的话，系统容易受到干扰，不能稳定工作；但是高频开关噪声衰减过大的话，系统的带宽窄，动态响应较慢，因此要做一些折衷的设计，要保持电压误差放大器的低频增益高，高频增益低，可以通过对整个闭环系统进行补偿，使得闭环系统稳定工作……

SVPWM调制（作者：凯风自南）

1. SVPWM介绍

SVPWM是依据空间电压（电流）矢量切换来控制逆变器的一种控制策略，是把逆变器和交流电机视作一个整体，目的在于产生圆形旋转磁场，通过切换逆变器的IGBT/MOSFET开关状态来控制电机的磁场。而电机的磁场可以直接影响电机的电磁转矩，因此可实现对电机磁场和转矩进行控制，也就是实现对电机的“直接转矩控制”。

2. SPWM与SVPWM比较

主要区别如下：

1. SVPWM优化谐波程度比较高，消除谐波效果要比SPWM好，容易实现；

2. SVPWM算法提高了电压型逆变器的直流电压利用率和电机的动态响应速度，同时减小了电机的转矩脉动等缺点；

3. SVPWM比较适合数字控制

下面主要说明一下SPWM与SVPWM的母线电压利用率比较：

SPWM：

调制比m=1，相电压峰值为母线电压的0.5倍，线电压峰值为母线电压的0.866倍；

SVPWM：

调制比m=1，相电压峰值为母线电压的0.577倍，线电压峰值等于母线电压；

其中，电压峰值=

电压有效值

对于相同的直流母线电压，基于SVPWM的逆变器线电压峰值（相电压峰值）比SPWM的最大线电压峰值（相电压峰值）高15.47%。

为了提高SPWM电压利用率，通常可以采用调制波三次谐波注入的方式，将逆变器输出电压提升15.47%，与SVPWM调制得到的电压利用率相同。

题外话：

虽然系统注入了三次谐波，但是对系统的运行和性能没有什么影响：

1. 对于三相无中线系统，如果每相的调制波基波中都注入同样的三次谐波，虽然每相输出电压中都含有同样大小和相位的三次谐波，由于谐波抵消效应，线电压中不会出现三次谐波，三次谐波电压不会产生负载电流，对负载的正常工作不会带来任何影响。

2.对于三角形连接的输出负载，由于谐波抵消效应，负载电压上没有三次谐波电压；即使负载采用星型连接方式，负载相电压和线电压也都不含三次谐波；

除了三次谐波注入提高SPWM逆变器的电压利用率，也可以通过零序分量注入的方式。来实现同等电压利用率的提高……

PWM外设简介及MCC配置介绍（作者：Westbrook）

当前中小功率电源还是模拟控制为主，但是随着数字化的发展，主控MCU性价比越来越高，电源控制的数字化是今后的趋势。很多工程师觉得电源的数字化控制高大上，模拟控制都还没弄的明白，就进入数字化觉得比较困难。其实电源的数字化并没有那么遥不可及，大家可以参考本人写的专题《基于MCHP 16bit dspic33系列全数字控制同步Buck入门》系列文章，其实非常的容易。数字化的核心就是将模拟连续信号离散化，通过ADC外设完成模拟信号的采样，然后在MCU内部全部完成环路的控制，并实时的更新PWM外设去控制主功率拓扑的能量转换，区别在于模拟控制在s域，数字控制在z域。

要想实现一个最基本的功率拓扑，两大外设必不可少，一个是PWM外设，一个是ADC模块。PWM外设完成对占空比/周期/移相等调制波的变换，ADC模块完成外部模拟信号（电压/电流等）的采样并转换。因为本专题主要是实现方式，所以不涉及ADC模块，讲重点介绍PWM实现功率拓扑的方式。

本专题主要采用MCC（MPLAB Code Configuration ）实现，下面将进行PWM外设工作最基本的配置介绍，后续章节的PWM实现均在这个基础上进行。

Microchip最新一代的dsPIC33C系列专门用于电源和电机的控制，单核c系列多达8对HRPWM，双核CH系列有（8+4）对HRPWM，高精度模式下分辨率达到了250ps，每个PGx模块下有4个PCI模块（PWM Control Input），使得PWM非常的灵活方便实现各种功率拓扑控制方式以及保护功能。

下面介绍PWM模块MCC配置方法及如何使用。

1.系统时钟的配置（System Clock Selection）

一般如果外部使用8MHz晶振，选择Primary Oscillator模式。

主振荡器和内部FRC振荡器源可选择使用片上PLL（主内核锁相环）来获取更高的工作速度，比如主频100MIPS(每两个时钟周期执行一条指令，故时钟频率为200MHz)。

dsPIC33C器件系列为每个内核实现了一个附属PLL模块。附属PLL模块用来生成独立于系统时钟的各种外设时钟源，比如给PWM模块提供500MHz时钟源就是来自于此。如下：

至此时钟配置完毕。

2.配置仿真口，取决于你自己的选择（PGD1/PGD2/PGD3），在这里我选择PGD2仿真口。

3.配置PWM外设

PWM Clock Setting

如果要使能高精度模式，必须选择500MHz时钟源，否则下面的高精度模式无法选择。

Select Required PWM Generators有PG1~PG8供选择（根据不同型号PGx数量不一致），可以根据自己需要进行配置……

详解PWM原理、频率与占空比（作者：巧学模电数电单片机）

01什么是PWM

脉冲宽度调制(PWM)，简称脉宽调制，是利用微处理器的数字输出来对模拟电路进行控制的一种非常有效的技术，广泛应用在从测量、通信到功率控制与变换的许多领域中。

PWM的频率：是指1秒钟内信号从高电平到低电平再回到高电平的次数，也就是说一秒钟PWM有多少个周期。

单位：Hz

表示方式：50Hz、100Hz

PWM的周期：T=1/f

周期=1/频率

50Hz = 20ms 一个周期

如果频率为50Hz，也就是说一个周期是20ms，那么一秒钟就有50次PWM周期。

占空比：是一个脉冲周期内，高电平的时间与整个周期时间的比例。

单位：% (0%-100%)

表示方式：20%

周期：一个脉冲信号的时间，1s内测周期次数等于频率。

脉宽时间：高电平时间。上图中脉宽时间占总周期时间的比例，就是占空比。

比方说周期的时间是10ms，脉宽时间是8ms那么低电平时间就是2ms总的占空比 8/8+2= 80%，这就是占空比为80%的脉冲信号。

而我们知道PWM就是脉冲宽度调制通过调节占空比，就可以调节脉冲宽度(脉宽时间) ，而频率，就是单位时间内脉冲信号的次数。

以20Hz，占空比为80%举例，就是1秒钟之内输出了20次脉冲信号，每次的高电平时间为40ms。

我们换更详细点的图：

上图中，周期为T，T1为高电平时间，T2 为低电平时间，假设周期T为1s，那么频率就是1Hz那么高电平时间0.5s，低电平时间0.5s总的占空比就是0.5 /1 =50%。

02PWM原理

以单片机为例，我们知道，单片机的IO口输出的是数字信号，IO口只能输出高电平和低电平，假设高电平为5V，低电平则为0V，那么我们要输出不同的模拟电压，就要用到PWM，通过改变IO口输出的方波的占空比从而获得使用数字信号模拟成的模拟电压信号。

我们知道，电压是以一种连接1或断开0的重复脉冲序列被夹到模拟负载上去的（例如LED灯，直流电机等），连接即是直流供电输出，断开即是直流供电断开。

通过对连接和断开时间的控制，理论上来讲，可以输出任意不大于最大电压值（即0~5V之间任意大小）的模拟电压。

比方说，占空比为50%，那就是高电平时间一半，低电平时间一半，在一定的频率下，就可以得到模拟的2.5V输出电压，那么75%的占空比，得到的电压就是3.75V ……

常用PWM调制方式简介（作者：电力电子仿真）

随着电力电子技术的不断发展，电力电子技术的各种装置在国民经济各行各业中得到了广泛应用。从电能转换的观点，电力电子的装置涵盖交流——直流变换、直流——交流变换、直流——直流变换、交流——交流变换，以上几种变换都离不开开关器件，可以认为，凡是复杂的电力电子设备，都需要进行调制，对此，本节对目前电力电子领域常用的几种调制方式进行介绍。

目前常用的方式有以下几种：滞环比较调节方式、空间矢量脉宽调制方式（SVPWM）、正弦脉宽调制（SPWM）、最近电平逼近（NLM）。通常根据应用的场合不同，选择不同的调制方式。

1.滞环比较

滞环比较控制也称为bang-bang控制或纹波调节器控制，它具有实时控制、响应速度快、鲁棒性强的特点，常用的电力电子设备有APF、低压SVG等。滞环比较控制主要有以下几点优点：

(1)不需要载波，控制方法容易实现；

(2)电流响应迅速，可以实现对电网谐波电流的迅速补偿；

(3)跟踪误差较小，可通过设置环宽大小将误差设定在一定范围内；

(4)闭环控制，有很强的稳定性能。

滞环比较控制虽然有上述优点但是也存在以下缺点:在采用传统滞环控制方法中，跟踪的精度与滞环宽度的大小密切相关，如果滞环宽度很大，可以使开关的工作频率与损耗在很大程度上有一定的降低，同时补偿性能也会降低，误差增大;反之，滞环宽度太小，可以跟好的进行跟踪控制，但开关的工作频率与损耗都会大幅度增加，对开关器件的最高工作频率也有相应的要求，如果把环宽设走为某一数值，跟踪电流就会围绕实际电流在一个小范围内波动，但此时大功率开关器件的工作领率却是不稳定的，而且可能变化很大，这就提高了对开关器件的要求。

以前文介绍的APF为例，谐波指令电流与补偿电流求得偏差，给定滞环的宽度，然后将偏差与宽度上下限进行比较，当偏差在环宽之内时，PWM的开关状态保持不变，当偏差超过脉宽，PWM发生翻转，从而保证补偿电流在指令电流的正负脉宽之间，实现对补偿电流的跟踪，其原理图如下。

2.空间矢量脉宽调制方式

SVPWM的主要思想是以三相对称正弦波电压供电时三相对称电动机定子理想磁链圆为参考标准，以三相逆变器不同开关模式作适当的切换，从而形成PWM波，以所形成的实际磁链矢量来追踪其准确磁链圆。

上图为电压空间矢量图，本文不介绍详细推导过程，只给出最终结果，若有需要可直接联系作者获取推导过程……

炸机后才去注意PWM的死区时间（作者：小麦大叔）

本文简单介绍了PWM的死区时间的概念，以及如何在STM32 TIM高级定时器的互补PWM插入死区，计算以及配置正确的死区时间。

什么是死区时间？

PWM是脉冲宽度调制，在电力电子中，最常用的就是整流和逆变。这就需要用到整流桥和逆变桥。

对三相电来说，就需要三个桥臂。以两电平为例，每个桥臂上有两个电力电子器件，比如IGBT。大致如下图所示；

这两个IGBT不能同时导通，否则就会出现短路的情况，从而对系统造成损害。

那为什么会出现同时导通的情况呢？

因为开关元器件的和严格意义并不是相同的。

所以在驱动开关元器件门极的时候需要增加一段延时，确保另一个开关管完全关断之后再去打开这个开关元器件，通常存在两种情况；

上半桥关断后，延迟一段时间再打开下半桥；下半桥关断后，延迟一段时间再打开上半桥；

这样就不会同时导通，从而避免功率元件烧毁；死区时间控制在通常的单片机所配备的PWM中都有这样的功能，下面会进一步介绍。

相对于PWM来说，死区时间是在PWM输出的这个时间，上下管都不会有输出，当然会使波形输出中断，死区时间一般只占百分之几的周期。但是当PWM波本身占空比小时，空出的部分要比死区还大，所以死区会影响输出的纹波，但应该不是起到决定性作用的。

另外如果死区设置过小，但是仍然出现上下管同时导通，因为导通时间较短，电流较小，不足以烧毁，此时会导致开关元器件发热严重，所以选择合适的死区时间尤为重要；

数据手册的参数

这里看了一下NXP的IRF540的数据手册，栅极开关时间如下所示；

然后找到相关的，，,的相关典型参数；

门极的开通延迟时间门极的关断延迟时间门极上升时间门极下降时间

逆变之《基于STM8控制的单极性倍频调制SPWM》(作者：宛东骄子）

做过好几种SPWM，单极性单边调制，双边调制，单极性倍频调制，各有特点。

单极性单边调制：

普遍用在高频逆变器后级，特点是电路简单，稳压电路和驱动电路好做，缺点是管子发热不均匀。

单极性双边调制:

普遍用在工频逆变器的逆变桥和部分高频逆变器后级，特点是各桥臂损耗和温升都差不多，驱动部分稍复杂，必需要做各种隔离。

单极性倍频调制:

其特点和单机型双边调制差不多，不同的是由于倍频的原因，开关器件的工作频率一般只有常规驱动方式的一半，即10KHz左右。

我用常规的STM8单片机试着做了一下，抓了一些图片与大家分享一下:

芯片输出脚位：

TIM1_CH1和TIM1_CH1N,互补关系，插入死区，经过逻辑保护器件和驱动器件控制左边半桥。TIM1_CH2和TIM1_CH2N,互补关系，插入死区，经过逻辑保护器件和驱动器件控制右边半桥。TIM1_CH1和TIM1_CH2是交错180°的关系，设置为中间对齐模式。

下面，高清无码大图来啦：

通道1、2、3、4分别是TIM1_CH1、、TIM1_CH1N、、TIM1_CH2、、TIM1_CH2N，上面是四路波形同时展现的状态。

上面两幅是左边桥臂上下两管的驱动信号波形，是互补状态。

上面这幅是左边桥臂中点经过LC对地滤波后的波形，直流耦合状态测得。

上面这幅是左右两桥臂中点单独对地LC滤波后，分别用两个通道测得。

上面这几幅是左右桥臂中点经过LC滤波前、后的波形。

过零点的波形细节。

整整齐齐。

以上图片清晰的展现了单极性倍频调制SPWM的各个关键波形点，不敢说拍好，但也算是比较全面的图片了……

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