一，拓扑的改进

对于开关电源来说：效率是生命，小型化是不可逆转的趋势。所以，我们不断的提升开关频率以减小开关电源体积，尽管开关频率的提升带来了一大堆的坏处：EMI增大，损耗增加等等。同样，我们如何改进开关电源拓扑，以提升开关电源效率，是一个重要的事情。

1，同步降压拓扑

之前文章中所分析的降压拓扑（BUCK）如下图所示，用到了MOS管、电感器和二极管。这个二极管（如下图红框内）是续流二极管或钳位二极管，其正向压降较大、反向功耗大，就算采用了肖特基二极管也是如此。

肖特基二极管正向压降与电流的关系相对固定：一般电流减少10倍，压降减半；如果采用MOS管，它的正向压降几乎与电流成正比：电流减少10倍，压降也减少10倍（MOS管是单载流子，其导通后的V-I特性（电阻RDS）是同金属导体一样的线性关系，而非半导体。）。所以在系统轻载时，二极管相对损耗更大（电源效率更低），而且在输入高压、输出低压时（Toff=T*(1-Vo/Vin)）续流二极管的导通时间又占了开关周期的绝大部分。而现在MOS管完全导通电阻RDS小至几mΩ，相比于二极管的压降> 0.5V，只考虑正向导通功耗的情况下（二极管还有反向恢复功耗），MOS管损耗远小于二极管。所以是否可以将二极管替换成MOS管呢？

我们知道二极管是不可控开关，只有两个管脚（P,N）；而MOS管是可控开关，有3个管脚（G,S,D）；所以它们在拓扑中是不可以直接互换的，但是只要对MOS管的导通关断进行适当的驱动，是可以完全替代二极管的作用，即MOS管导通/关断时间与被替代的续流二极管导通/关断时间完全相同；其中一种非常简单有效的MOS管驱动方式就是同步驱动方式。

至此在BUCK拓扑开关电源中有了两个MOS管，为了区分两个MOS管的不同位置和作用，称为：上管（高端）和下管（低端）。如下图所示为不同负载程度下，同步BUCK拓扑与非同步（传统）BUCK拓扑对比：

1. 重载时：同步和异步BUCK拓扑都工作在连续导通模式（CCM），两者的工作波形（电感电流）没有本质的差别，如下图重载模式所示，不过根据上面的分析，我们知道同步BUCK拓扑的效率应该会更高；我们看到在重载时，电流方向是固定的：

1, 上管导通时：Vin->Vo（电流增大，能量从Vin转化为电感器磁能以及传输给负载）；

2, 下管/续流二极管导通时：GND->Vo（电流减小，能量从电感器的磁能转化为电能传输给负载）。

能量一直是向Vo的方向传输。

2. 轻载时：如下图所示，非同步拓扑工作在断续导通模式（DCM），而同步拓扑依然工作在连续导通模式（CCM），而且同步拓扑中的电感电流不会被截止，这主要是因为下管开启阶段MOS管允许反向电流通过，所以根据伏秒公式：ΔV*Δt = L*ΔI，电流必然会反向流向GND和Vin。

轻载时（IL<ΔI/2），同步BUCK拓扑进入如下图C和D区域（反向电流），此时BUCK拓扑电流流向：

1， 下管导通时：Vo->GND（电流增加，能量从Vo转化为电感器磁能）；

2， 上管导通时：Vo->Vin（电流减小，能量从电感器磁能转化为电能给Vin充电）。

我们看到轻载时的C/D阶段，能量方向是从Vo(低压)->Vin(高压)，而且对照电流流向，这是一个妥妥的升压（BOOST）拓扑；BUCK和BOOST拓扑是互为镜像关系！

1.1死区时间

我们之前在介绍推挽/半桥/全桥拓扑时，已经有说到过死区时间的问题：两个MOS管同时导通（导通时间有交叠），Vin电源直接经过上管和下管打通到GND，将产生非常大的浪涌电流，非常可能烧坏MOS管。事实上，由于开关电源芯片和MOS管的个体差异，打开上管和下管的时间也会有差异，就算同时打开上管和下管，也会存在导通时间交叠的情况。

10多年前的开关电源芯片对于“死区时间”的设计属于比较初级的阶段，我和徒弟俩设计了一块X86服务器板，调试时“死了”好几块，仔细看单板发现有一块电源区域的铜皮颜色发红、发黑，最后定位出来是：开关电源的“死区时间”设计不够，上管和下管有ns级别时间直通，导致过热烧坏。

所以如上图所示，会在一个MOS管关断之后和另外一个MOS管导通之前，会故意引入一段上下管都关断的时间，称之为：死区时间。这个最小“死区时间”要求跟MOS管（寄生电容），开关电源驱动器件，PCB布局/走线，温度变化，器件个体差异等都相关，不能一概而论。有些同学可能会有疑问：上管和下管这段时间关断了，不能给电感器提供电流回路，但是电感器又有电流需求（电感电流不能突变），不是会导致大电压尖峰的么？

如果此事发生的话，朋友们就会看到神奇的一幕：同步拓扑开关电源的电感器附近一直火光四溅，还有一阵阵的爆裂声。这种场景对于我来说太过于恐怖，给单板上个电都会让我感觉到生不如死。幸好这事并没有发生，而且相信很多接触过同步开关电源原理的同学都已经知道了：在“死区时间”阶段，MOS管的体二极管提供了电感器的续流。但并不是说“死区时间”可以随意设置，因为此时通过MOS管体二极管导通，其损耗相比MOS管正常导通要大的多。

我们对开关电源的首要目标是：提升电源转换效率；那“死区时间”该怎么设计的呢？

1. 第一代——固定延时：最早开关电源的同步控制上管和下管驱动信号之间的延时是固定的；这种方法简单、方便，但是其设定的延时必须能够容纳各种不同的差异因素（不同MOS管，PCB走线长度，温度变化等等），还经常需要进行补偿，使其值更大；所以这个值是要保证最差情况下的最大“死区时间”，必然会导致较大的损耗，从而影响开关电源效率；

2. 第二代——自适应延时：下管MOS管的G极电压作为导通上管MOS管的监视电压，当电压低于一定阈值时便假定下管已经关断（可能会有ns级别的延时），此时驱动上管MOS管G极电压变高；将“实时”开关节点电压（电感器与两个开关管之间的交接点）稍作调整，作为导通下管MOS管的监控电压，因为在上管关断后开关节点电压开始下降。但电压下降率与实际应用强相关，所以难以评估其下降速率；因此允许对于不同MOS管与实际应用进行一定大小的延时调节；其目的是：在避免上下管交叠导通的同时，尽量减小“死区时间”，从而减少下管MOS管体二极管的导通损耗；

3. 第三代——门极驱动预检测技术：门极驱动预检测技术采集并锁存前一开关周期的信息，以预测下一周期所需的最小延时时间，这是基于下一周期所需延时时间与上一周期相差不大的假设下。

1.2 C*(dV/dt)导致的MOS管异常问题

MOS管的开启过程是对Cgs和Cgd的充电过程（包括米勒平台，关断过程则是开启的反过程），所以要使MOS管从断开状态变为导通状态需要对Cg进行充电，根据电容公式：I = C*dV/dt；为了避免上管和下管交叠导通，必须要求MOS管G极在短时间内电压上升/下降（dV）到设置电压，所以要求驱动MOS管的G极电流很大（>1A），但G极大电流可能会导致PCB走线的寄生电感L与MOS管寄生电容Cg共同作用下产生LC振荡，可能导致MOS管误导通/关断（所以在MOS管驱动信号线上预留串阻（0Ω/0805），用于增加阻尼系数，减小振荡。

另外，当上管MOS管导通瞬间，交换节点电压瞬间从0V上升为Vin，此时在下管MOS管的D极上会产生高dV/dt，有非常大的电流从Vin输入到下管MOS管D极电容Cgd，可能在下管MOS管的G极产生大浪涌电压，足以引起下管MOS管的瞬时导通（或半导通状态），从而产生上管与下管意外的交叠导通，使得开关电源转换效率降低。为了避免这种情况，可以考虑如下措施：

1. 减缓上管MOS管导通转换过程，减少冲击电流；即，减缓上管MOS管开启时间；

2. 选择Cgd较小或则Cgs较大的下管MOS管；

Cgd较小则浪涌电压较小，Cgs较大则浪涌电压可以直接泄放到GND。

3. 下管MOS管驱动电路布局/布线良好，确保下管MOS管驱动电压稳定。

电源控制器与下管MOS管靠近布局，驱动信号线走线粗而短等。

1.3体二极管

在开关电源在“死区时间”发生时，首先电感器和MOS管交接点的寄生电容（pF级）提供了几ns的续流电流，然后下管MOS管的体二极管打开并继续提供了电感的续流。

我们知道所有的MOS管“天然”就寄生了一个“二极管”（是个副产品），称为体二极管，这是由MOS管的结构所决定；而且体二极管是有方向的，我们必须保证体二极管的方向与原续流二极管的方向保持一致。如下图所示NMOS的体二极管方向是S->D，那么我们在连接下管时，必须D极接电感器，S极接GND，保证开关电源正常工作。

其实我们可以看到，从原理来说BUCK开关电源拓扑必须要有一个“二极管”，否则在“死区时间”里将发生非常严重的问题（手拿菜刀砍电线，一路火花带闪电），只是MOS管内部刚好集成了一个体二极管，解决了“死区时间”带来的问题。

那么，MOS管的体二极管是否可以满足设计需求？是否需要额外并联一个肖特基/快恢复二极管？

1. 一般大家在选择使用MOS管时，很容易忽略其体二极管的相关参数，如下图所示。那如果我们选择用在开关电源的下管MOS管，就需要关注如下参数：最大通流能力，正向导通压降，反向恢复电量（同反向恢复时间以及恢复损耗相关）；

——这些参数重则导致MOS管烧毁，轻则影响开关电源转换效率。

2. MOS管的体二极管只是在制造MOS管时的一个附属品，并不会为优化“体二极管”进行专门设计，所以其正向导通压降普遍较高，反向恢复时间过长（导致“死区时间”增加）等等；如果对体二极管的参数不满意，是否能外接一个二极管与下管MOS管并联呢？外接的二极管压降更低、反向恢复时间更小，将体二极管旁路掉，就能避免这两个问题。

——二极管反向恢复时间：二极管加了反向电压后并不会立即反向截止，而是还会处于导通状态；

1, 在下管MOS管器件边上并联一个肖特基二极管，其实际测试效果并不理想，因为在ns级别的响应速率下，对走线电感要求非常高，无法按照预期从体二极管转移到肖特基二极管；

2, 将肖特基二极管集成到MOS管中，在一个芯片内以减小电感，有半导体制造商实测满载效率提升了约10%。

——现在一些电源控制器推荐使用上下管是集成一体的MOS管，甚至上管和下管集成在电源控制器内部，大大减少了不确定性，电源控制器可以有效减少“死区时间”，提高开关电源效率。

2，同步升压拓扑

如下左图所示，我们其实在同步降压拓扑中得到了同步升压拓扑，在同步降压拓扑的轻载同步模式中：电感电流反向时，即电流从Vo流出到Vin时的电流流向（与同步降压拓扑相互镜像）。如下右图所示，电感电流在0以上（A,B）时，得到的是同步降压拓扑，而当电感电流下降至0以下时（C,D），将得到同步升压拓扑。然而该拓扑结构最终是称为：降压还是升压拓扑呢？这取决于平均电感电流为正还是负（即，平均电感电流是从低压流向高压，还是高压流向低压），如果电感电流继续下降完全至0以下，那么将得到传统运行的升压拓扑。但对于降压同步拓扑，虽然电感电流有正有负，但其平均电感电流是0以上，保证了其本质上是降压拓扑；相反对于同步升压拓扑来说，其平均电感电流必须是0以下的。

——如上的分析完全基于电感电流的流向进行，不要去考虑输出Vo为什么能够提供电能的问题；如果一定要这么思考，那么将下左图的Vo和Vin位置交换但电源电平不交换；举个栗子，原来Vin：12V，Vo：5V，现在将Vin和Vo的位置交换变成Vin：5V，Vo：12V，这样电源流向变成：从右到左，从低压到高压，是一个升压拓扑电路。

所以我们可认为：降压拓扑的负电流就是升压拓扑的正电流。如下图利用全镜像反射法来解释同步降压拓扑和同步升压拓扑的相互转换原理，如此降压拓扑转化为了升压拓扑：

升压拓扑中的电感器储能是在原降压拓扑的关断时间内建立起来的，因此降压拓扑的Ton =升压拓扑的Toff，意味着D变成了1-D，同时输入与输出互换，根据降压拓扑DBUCK=Vo/Vin = 1-DBOOST = Vin/Vo；所以可得升压拓扑直流传递函数：Vo/Vin = 1/(1-D)。

按照我们现在的直观理解，降压拓扑与升压拓扑互为映射，只是输入与输出进行对调。但这只是对拓扑结构本身的一种理解方式，它们是相互独立的电源拓扑，而不是说降压拓扑真的可以变成了升压拓扑，但在某一些特殊情况下会工作在不同模式。

1. 降压拓扑在严格的暂态条件下有几个周期会变成升压拓扑：例如，输出电压高于参考电压时，输出滤波电容器上存储的静电场能需要释放，此时会变成升压拓扑，能量从输出端流向输入端；

2. 在预充电或预偏置条件下启动降压拓扑开关电源：例如，在电源快速上下电时，输出电容器未完全放电完，输出电压还很高，很多电源控制器有软启动模式，参考电压从小变大，此时电源会监测到输出电压过压，从而工作在升压拓扑模式下。